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      緊調整輸出的組合變流器的制作方法

      文檔序號:11253481
      緊調整輸出的組合變流器的制造方法與工藝

      本發明涉及一種隔離型DC/DC電能轉換器,具體的說是一種緊調整輸出的組合變流器。



      背景技術:

      很多電能轉換的應用場合需要實現輸入、輸出之間的電氣隔離,還需要輸出電壓的緊調整,以便保證負載擾動或者輸入電壓變動時,輸出電壓仍然恒定。為了實現輸出的緊調整,一般采用帶有高頻變壓器隔離DC/DC變流器,如圖1所示,通過原邊開關管的占空比或者開關頻率的調節,實現輸出電壓的恒定。這樣的方案雖然簡單,但是效率較低,尤其是變壓器的工作占空比也會隨著電路的占空比調節而變化,導致變壓器利用效率低。

      為了提高變壓器的利用率,可以采用兩級DC/DC的結構,如圖2所示。其中第一級DC/DC中的變壓器工作在固定占空比的狀態,依靠后級不隔離的DC-DC變流器實現輸出電壓的緊調整。采用這樣的結構,前級作為電壓不可調的直流變壓器(DCX),實現元件利用率最大化和轉換效率的最優化。但是,所有的輸入功率要經過兩級變換,系統效率較低。

      中國專利文獻(CN102185493A)中提出一種變壓器和輔助變壓器的原邊繞組在交流側串聯,兩個變壓器的直流側獨立輸出,輔助變壓器的輸出再經過一級不隔離的DC-DC變換后與變壓器的直流輸出并聯,實現總輸出緊調整輸出的高效變流拓撲。原邊主電路工作于恒定的諧振頻率附近,很好的實現零電壓開通和零電流關斷,使電路工作于高頻,獲得高效率。但是,該拓撲中需要增加一個獨立的輔助變壓器,降低了功率密度,提高了成本。



      技術實現要素:

      本發明要解決的技術問題是,克服現有技術中的不足,提供一種緊調整輸出的組合變流器。本發明能以恒定頻率工作于諧振頻率附近,提高效率,又可以實現緊調整輸出。

      為解決技術問題,本發明的解決方案是:

      提供一種緊調整輸出的組合變流器,包括輸入直流電壓(Vin)、變壓器(T)、位于變壓器原邊側的逆變電路(Inverter),以及位于變壓器副邊側的輸出繞組(S1)和第一整流電路(Rec1),第一整流電路(Rec1)接至輸出電容(Co);所述變壓器(T)的原邊側繞組由第一繞組(P1)和輔助繞組(S2)組成,其中第一繞組(P1)與逆變電路(Inverter)的輸出相接,輔助繞組(S2)經第二整流電路(Rec2)接至不隔離DC-DC轉換電路;不隔離DC-DC轉換電路的輸出電容(cout)與輸入直流電壓(Vin)串聯后作為逆變電路(Inverter)的直流輸入;在并接于輸出電容(Co)的電阻(Ro)上采樣直流輸出電壓(Vo)并送至隔離反饋電路,由隔離反饋電路向不隔離DC-DC轉換電路發送占空比調節信號,用于實現輸出電壓的緊調整。

      本發明中,在逆變電路(Inverter)的輸入端并聯電容(Cin)。

      本發明中,在不隔離DC-DC的輸出電容(Cout)兩端反并聯二極管(D);或者,在不隔離DC-DC的輸出電容(Cout)兩端并聯同步整流管。

      本發明中,在所述逆變電路(Inverter)和變壓器(T)之間設置一個阻抗網絡(Zr)。

      本發明中,所述阻抗網絡(Zr)是由至少一個電容(Cr)與至少一個電感(Lr)組合而成的諧振電路。

      本發明中,所述逆變電路(Inverter)是高頻逆變電路,是全橋電路或半橋電路中的一種。

      本發明中,所述第一整流電路(Rec1)是中心抽頭整流電路、全橋整流電路或半波整流電路中的一種;所述第二整流電路(Rec2)是中心抽頭整流電路、全橋整流電路或半波整流電路中的一種。

      本發明中,所述不隔離DC-DC變換器是升壓型Boost、降壓型Buck或升降壓型Buck-Boost中的一種。

      發明原理描述:

      述變壓器(T)的輸出繞組(S1)經整流后產生直流輸出電壓(Vo);輔助繞組(S2)整流后產生一個獨立的直流輸出(Vc),將直流輸出(Vc)經過一級不隔離的DC-DC轉換后與輸入直流電壓(Vin)串聯,再作為主電路高頻逆變電路(Inverter)的直流輸入。通過采樣直流輸出電壓(Vo),經隔離反饋后控制不隔離DC-DC的占空比,來實現輸出電壓的緊調整。

      與現有技術相比,本發明的有益效果是:

      (1)變壓器的原邊可以實現固定占空比,因此變壓器的磁芯利用率能夠最大化,提高效率和功率密度;

      (2)無需改變諧振電路的開關頻率就能獲得輸出電壓的穩定和調節;

      (3)拓撲中只需一個主隔離變壓器,減少磁芯數量;

      (4)變壓器副邊的整流電路更容易采用同步整流技術;

      (5)大部分功率直接通過一級變壓器傳遞到輸出;

      (6)拓撲更加簡單。

      附圖說明

      圖1:傳統變流器;

      圖2:兩級級聯型變流器;

      圖3:本發明提出的緊調整輸出的組合變流器;

      圖4:本發明提出的一種改進的緊調整輸出的組合變流器;

      圖5:本發明提出的另一種改進的緊調整輸出的組合變流器

      圖6:本發明提出的再一種改進的緊調整輸出的組合變流器;

      圖7:半橋諧振源型組合變流器

      圖8:另一種半橋諧振源型組合變流器

      圖9:全橋諧振源型組合變流器

      圖10:輸出繞組采用中心抽頭整流的組合變流器;

      圖11:輸出繞組采用全橋整流的組合變流器;

      圖12:輔助繞組采用中心抽頭整流的組合變流器;

      圖13:輔助繞組采用全橋整流的組合變流器;

      圖14:不隔離DC-DC采用Buck的組合變流器;

      圖15:不隔離DC-DC采用Boost的組合變流器;

      圖16:采用全橋整流的半橋諧振源型組合變流器。

      具體實施方式

      下面結合附圖和實施例對本發明作進一步說明。

      實施例1:

      緊調整輸出的組合變流器包括輸入直流電壓Vin、變壓器T、位于變壓器原邊側的高頻逆變電路Inverter,以及位于變壓器副邊側的輸出繞組S1和第一整流電路Rec1,第一整流電路Rec1接至輸出電容Co;變壓器T的原邊側繞組由第一繞組P1和輔助繞組S2組成,其中第一繞組P1與高頻逆變電路Inverter的輸出相接,輔助繞組S2經第二整流電路Rec2接至不隔離DC-DC轉換電路;不隔離DC-DC轉換電路的輸出電容Cout與輸入直流電壓Vin串聯,輸入直流電壓Vin的輸出作為高頻逆變電路Inverter的直流輸入;在并接于輸出電容Co的電阻Ro上采樣直流輸出電壓Vo并送至隔離反饋電路,由隔離反饋電路向不隔離DC-DC轉換電路發送占空比調節信號,用于實現輸出電壓的緊調整。

      該組合變流器中,變壓器T的輸出繞組S1整流后產生直流輸出電壓Vo,輔助繞組S2整流后產生一個獨立的直流輸出Vc,將該直流輸出經過一級不隔離的DC-DC轉換后與輸入直流電壓Vin串聯,再作為高頻逆變電路Inverter的直流輸入,通過采樣直流輸出電壓Vo,經隔離反饋后控制不隔離DC-DC的占空比,來實現輸出電壓的緊調整,如圖3所示。由于原邊采用固定頻率固定占空比控制,變壓器T的磁芯利用率能夠最大化,提高效率和功率密度。同時由于原邊采用固定占空比控制,對于副邊采用同步整流技術時,驅動會很簡單。拓撲只需要一個主隔離變壓器,磁芯數量少,拓撲簡單。

      實施例2:

      為了使高頻逆變電路Inverter的輸入電壓保持穩定,在其輸入側并聯一個輸入電容Cin,如圖4所示。電路中其余部分結構與實施例1中相同,此處不再贅述。

      實施例3:

      為了滿足在啟動時刻,不隔離DC-DC的輸出電容Cout兩端不產生反壓,在其兩端反并聯一個二極管D,在電路啟動后,二極管D承受反壓不影響電路的正常工作,如圖5所示。電路中其余部分結構與實施例2中相同,此處不再贅述。

      實施例4:

      為了提高變流器的效率和功率密度,在高頻逆變器Inverter和變壓器T之間增加一個阻抗網絡Zr,阻抗網絡Zr是由至少一個電容Cr和至少一個電感Lr組合而成的諧振電路??梢詫崿F高頻逆變器Inverter中開關管的零電壓軟開關,和整流電路Rec1和Rec2中整流管的零電流關斷,如圖6所示。電路中其余部分結構與實施例1中相同,此處不再贅述。

      實施例5:

      圖7是針對半橋諧振源型組合變流器的的實施例。根據圖7所示的實施例中,高頻逆變電路Inverter為由兩個開關管組成的半橋結構,兩個開關管由驅動電路進行驅動,電路中其余部分結構與實施例4中相同,此處不再贅述。

      實施例6:

      圖8是針對半橋諧振源型變流器的一種改進的實施例。根據圖8所示的實施例中,高頻逆變器Inverter是由兩個容值相同的電容Cr1、Cr2和兩個開關管Q1、Q2組成的半橋結構,兩個開關管由驅動電路進行驅動,電路中其余部分與實施例4中相同,此處不再贅述。

      實施例7:

      在大功率應用場合,原邊高頻逆變電路Inverter可以采用由四個開關管構成的全橋結構構成,如圖9所示。在一個周期里Q1和Q4同時導通或者Q2或Q3同時導通,由驅動電路進行控制。電路中其余部分與實施例4中相同,此處不再贅述。

      實施例8:

      圖10是針對輸出繞組采用中心抽頭整流的組合變流器的實施例。根據圖10所示的實施例中,變壓器T的副邊繞組Ws1的一端接到二極管D1的陽極,Ws1的另一端與Ws2的一端連接在一起,然后連接到輸出電容Co的負端。變壓器T副邊繞組Ws2的另一端接到二極管D2的陽極。二極管D1的陰極和D2的陰極連接到一起,然后連接到輸出電容Co的正端。電路中其余部分結構與實施例1中相同,此處不再贅述。

      實施例9:

      圖11是針對輸出繞組采用全橋整流的組合變流器的實施例。根據圖11所示的實施例中,變壓器T輸出繞組S1的一端連到二極管D1的陰極和二極管D2的陽極,S1的另一端連到二極管D3的陰極和二極管D4的陽極。二極管D2的陰極和二極管D4的陰極連接在一起,然后連接到輸出電容Co的正端,二極管D1的陽極和二極管D3的陽極連接在一起,然后連接到輸出電容Co的負端。電路中其余部分結構與實施例1中相同,此處不再贅述。

      實施例10:

      圖12是針對輔助繞組采用中心抽頭整流的組合變流器的實施例。根據圖12所示的實施例中,變壓器T輔助繞組Ws1的一端接到二極管D1的陽極,Ws1的另一端與Ws2的一端連接在一起,然后連接到不隔離DC-DC輸入電容Cc的負端。變壓器T輔助繞組Ws2的另一端接到二極管D2的陽極。二極管D1的陰極和D2的陰極連接到一起,然后連接到不隔離DC-DC輸入電容Cc的正端。電路中其余部分結構與實施例1中相同,此處不再贅述。

      實施例11:

      圖13是針對輔助繞組采用全橋整流的組合變流器的實施例。根據圖13所示的實施例中,變壓器T輔助繞組S2的一端連到二極管D1的陰極和二極管D2的陽極,S2的另一端連到二極管D3的陰極和二極管D4的陽極。二極管D2的陰極和二極管D4的陰極連接在一起,然后連接到不隔離DC-DC輸入電容Cc的正端,二極管D1的陽極和二極管D3的陽極連接在一起,然后連接到不隔離DC-DC輸入電容Cc的負端。電路中其余部分結構與實施例1中相同,此處不再贅述。

      實施例12:

      圖14是針對不隔離DC-DC采用Buck的組合變流器的實施例。根據圖14所示的實施例中,不隔離DC-DC由開關管Q,二極管D1和電感L組成,開關管Q的一端接不隔離DC-DC輸入電容Cc的正端,另一端接二極管D1的陰極,二極管D1的陽極接不隔離DC-DC輸入電容Cc的負端。電感L一端接二極管D1的陰極,另一端接電容Cout的正端,其中開關管Q的門極由隔離反饋的輸出端進行控制,實現輸出電壓的緊調整。電路中其余部分結構與實施例1中相同,此處不再贅述。

      實施例13:

      圖15是針對不隔離DC-DC采用Boost的組合變流器的實施例。根據圖15所示的實施例中,不隔離DC-DC由開關管Q,二極管D1和電感L組成,電感L的一端接不隔離DC-DC輸入電容Cc的正端,另一端接開關管Q的一端和二極管D1的陽極,開關管Q的另一端接不隔離DC-DC輸入電容Cc的負端,二極管D1的陰極接電容Cout的正端。其中開關管Q的門極由隔離反饋的輸出端進行控制,實現輸出電壓的緊調整。電路中其余部分結構與實施例1中相同,此處不再贅述。

      實施例14:

      圖16所示是圖3所示實施例的一種特殊情況。其中高頻逆變器Inverter是由兩個開關管Q1、Q2組成的半橋結構,阻抗網絡Zr由一個諧振電容Cr和兩個諧振電感Lr、Lm組成,其中Lm可以為變壓器T的勵磁電感。變壓器T的輸出繞組和輔助繞組采用全橋整流結構,不隔離DC-DC采用Boost結構。不隔離DC-DC的輸出和直流輸入Vin串聯,再作為主電路高頻逆變器Inverter的輸入。誤差放大器EA的負輸入端接到直流輸出Vo的正端,同時接到阻抗網絡Z的一端,EA的正端接到一個基準電壓Vref。阻抗網絡Z的另一端接到EA的輸出端,同時接到隔離的輸入端,隔離的輸出接到PWM控制器的輸入,PWM控制器的輸出接到開關管Q3的門極,用來控制不隔離DC-DC的輸出電壓。

      最后,還需注意的是,以上列舉的僅是本發明的若干個具體實施例。顯然,本發明不限于以上實施例,還可以有許多變形。本領域的技術人員能從本發明公開的內容直接導出或聯想到的所有變形,均認為是本發明的保護范圍。

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